摘 要：數字渦街流量計采用了數字頻譜分析與帶通濾波器組相結合的方式，在低功耗情況下，它能保證zui大限度地濾除流量信號中混雜的噪聲信號。根據降壓型DC/DC與低壓差線性穩壓器（LDO）的轉換特點，搭建了率的電源轉換電路，為系統提供zui大的可用電流。同時，電路設計選用低功耗器件，并根據工作狀態對一些器件或者電路進行選通，zui大程度地降低了系統的功耗。經實際測試表明，系統性能達到了渦街流量計的工業要求。

0 引言

  渦街流量計是基于流體振蕩原理設計而成。在渦街流量計測量流體過程中，存在信號質量受流體本身的穩定性和均勻性影響較大、易受噪聲影響以及小信號檢測能力有限等問題。通過設計專門的二次儀表，可以降低上述因素對渦街測量的影響[1]。

  傳統的兩線制渦街流量計信號處理的基本流程是放大、濾波、整形和計數。在處理過程中，工頻干擾、管道振動和諧波干擾都處于信號的頻帶范圍內，渦街流量計往往受到這些噪聲的影響而無法較地提取信號的頻率信息。基于DSP芯片的數字信號處理系統，采用針對性的算法，對流量計的輸出信號進行細致的分析處理，取得了較高的精度。但采用這種處理方法系統功耗大，無法滿足某些工業現場兩線制電流輸出或者電池供電等應用場合的需求[2-3]。因此，本文將數字信號處理方法和傳統的脈沖計數方法相結合，研制了基于MSP430的低功耗、兩線制數字渦街流量計系統，并且在系統其他方面采取節電措施，較好地解決了抗干擾和精度問題，從而滿足低功耗的要求[4-5]。

1 帶通濾波器組的設計

  在渦街流量計測量的過程中，小流量產生的渦街信號橫向升力較小，檢測元件輸出的信號非常微弱，并且易受流體沖擊振動噪聲和管道振動噪聲的影響，從而導致量程下限受限，造成整體量程比受限。這些噪聲特性主要體現為某個頻率點固定和幅值固定的噪聲混雜于渦街信號中，使得脈沖整形電路誤觸發、多計或少計脈沖，從而影響流量測量。而在測量大流量時，檢測元件輸出的信號幅值增強，信噪比變大，脈沖整形電路誤觸發的概率降低，測量變得準確。因此，流量測量的難點在于如何提高小流量的測量準確度。如果能夠將小流量信號頻率以外的干擾噪聲濾除，將有效避免脈沖整形電路誤觸發，擴展系統的量程比。

  傳統的信號調理電路通常只采用低通濾波器濾除高頻噪聲，對于低頻時混雜在信號頻率范圍內的噪聲則無能為力。為了盡量濾除信號中的噪聲、避免誤觸發以及提高量程比，帶通濾波器是一個比較好的選擇。由于渦街流量信號范圍較寬，因此，需要對整個信號頻率范圍進行劃分，然后根據實際流量信號選擇相應的頻段進行帶通濾波，以獲得更為良好的濾波效果。

1.1 實現的方式

  帶通濾波可以采用單運放帶通濾波器或者雙運放高、低通濾波器級聯實現。兩種濾波器的比較如下。

  ①單運放帶通濾波器是一個窄帶選頻網絡，它的作用是選出中心頻率，并對其他頻率分量進行衰減。在中心頻率兩側，隨著品質因數Q的增大，幅頻曲線的滾降特性加劇，這對于中心頻率兩側的有效信號衰減比較嚴重，如圖1（a）所示。級聯帶通濾波器在中心頻率處的幅頻特性要平坦許多，如圖1（b）所示。

  ②在轉折頻率處，二階單運放帶通濾波器僅能提供-6dB/倍頻的截止特性；而采用二階高低通級聯實現的帶通濾波器可以得到-12dB/倍頻的截止特性。

  ③選用高低通濾波器級聯實現的帶通濾波器，其截止頻率便于調節，可以獨立地進行高低通濾波器截止頻率的設計。

  經以上比較，系統選用了后者級聯方式。

1.2 濾波器的選擇

  為了保證在通帶范圍內幅頻特性盡可能平滑，系統選用了巴特沃斯函數濾波器。巴特沃斯濾波器在衰減和相位之間取得了折中；在通帶和阻帶內都沒有紋波。因此，該濾波器也被稱為zui大平坦濾波器。

1.3 拓撲結構的選擇

  帶通濾波器拓撲結構的選擇通常需要綜合考慮濾波器參數調整的難易程度、無源器件的非理想特性或者溫度變化對于濾波器參數穩定性的影響程度，以及拓撲結構本身的復雜程度。

 常用的濾波器拓撲結構有頻率相關負電阻電路FDNR（frequency-dependentnegativeresistor）、壓控電壓源電路VCVS（voltagecontrolvoltagesource）、多反饋濾波電路（multiplefeedback）和狀態變量濾波電路（statevariable）等。其中，FDNR濾波器常用作濾波電路的旁路分支，并且增加了大量的電路元件；在VCVS電路中，元件的取值對于截止頻率和品質因數均有影響，濾波器調節困難，且受元件參數非理想特性的影響劇烈，尤其是電容元件；狀態變量濾波電路的參數可以獨立調節，且受元件擴散的影響非常小，但增加了更多的電路元件；多重反饋電路的參數漂移靈敏度較小，且實現的電路規模適中。因此，對于渦街信號進行多組帶通濾波，選用多反饋結構不論是在元件參數的影響程度還是電路的規模上都是適宜的。

1.4 帶通濾波器組的設計原則

  根據實際渦街信號，需要設計多路帶通濾波器，以覆蓋整個渦街信號的頻率范圍，并且獲得*的濾波效果。設計過程中需要遵循以下原則。

  ①將整個信號頻率范圍分為多個頻率段，在每個小范圍的頻段內均可對信號進行更好的濾波。但頻段過多會占用PCB較多的面積，而頻段過少又會影響濾波效果；同時，考慮多路選擇器的輸入通常為8路，因此，將整個信號范圍分為8個頻段。工作過程中，單片機根據渦街流量信號少點數FFT的運算結果，通過各路選擇器，實時選通其中1路的輸出送入后端的整形電路。

  8個頻段中相鄰的頻段要求相互疊加，以保證頻率段的無縫切換。疊加的范圍根據單片機少點數FFT的分辨率確定，保證在FFT計算的誤差范圍內不會選錯帶通。在較低頻段，信號幅值小，為了獲得更的濾波，提高信噪比，可以將頻段范圍選擇得相對較窄；在較高頻段，為保證信噪比，可以將頻段范圍選擇得相對較寬。

  ②遇到有固定頻率干擾點時，可以從干擾點的頻率處對頻段范圍進行劃分，使干擾點的頻率位于較高頻段內。如實際中經常遇到50Hz的工頻干擾，我們選擇較低頻段范圍為0~44Hz，較高頻段范圍為35~88Hz。這是因為在高頻段信號的渦街信號幅值較大，相比較低頻段信噪比更大。

2 電源設計

  考慮到兩線制4~20mA的電流傳輸要求，系統自身消耗的電流不能超過4mA，但是單片機在正常工作時消耗的電流就有4~5mA，再加上系統其他數字和模擬電路需要供電。因此，采用普通的線性穩壓器進行電壓轉換的方法顯然是行不通的。為了增加系統中的可用電流，選用轉換效率高的降壓型DC/DC器件，將電源輸入端24V直流電壓變換為3.3V，將小的電流/變0為大的電流。

2.1 電源電路設計原理

  根據LDO轉換原理，其在提供穩定輸出電壓的同時，電流傳輸比接近1B1，其中很大一部分能量都被消耗在LDO上。

  式中：Vi為輸入電壓；Iq為LDO自身消耗電流；Vo為輸出電壓；Io為輸出電流。由式（1）可知，當輸入輸出壓差較大時，效率較低。

  根據DC/DC的轉換原理，在一定轉換效率η的情況下，輸入功率與輸出功率的關系式為：

  式（2）表明，當輸出電壓和輸出電流為定值時，輸入電壓越大，輸出電流就越小。因此，利用DC/DC從高電壓處取電，可使系統在滿足兩線制的前提下獲得更大的可用電流。

  通過比較眾多降壓型DC/DC，zui終選定LT1934-1芯片。它的輸入電壓范圍為3.2~34V，靜態電流只有12LA。該芯片利用二極管D1和電容C6為BOOST引腳提供一個高于輸入電壓的電壓來驅動內部功率晶體管，以保證其飽和導通，從而減少自身消耗，提高轉換效率。輸出電壓，通過調整R12和R14的比值可以改變輸出電壓。

  為了減小系統的電流消耗，在滿足FB引腳的zui低參考電流的情況下，電阻值盡量選得相對大些。LT1934-1的工作電路如圖3所示。

  當LT1934-1輕載時，系統工作于PFM模式。該模式允許轉換器進行短時間的開關轉換。DC/DC使用PFM模式時，只需在必要時轉換，以支持負載并維持輸出電壓。當輸出電壓低于設定值時，IC（LT1934-1）內部便觸發轉換，使輸出電壓開始上升；一旦輸出電壓達到設定范圍，轉化器停止轉換，此時由輸出電容提供負載電流，同時輸出電壓下降，直至電壓低于設定zui小值時IC再次開始工作，節約了大量的功率。

  PFM模式會使轉換器的輸出電壓紋波比PWM模式增大很多。實際測得LT1934-1的輸出電壓含有幅值為±20mV、頻率為80kHz的鋸齒波。對此，系統利用一級LDO將3.3V轉換為3V，以降低紋波電壓。LDO選擇TI公司的TPS71501，其工作電路如圖4所示。

  TPS71501的靜態電流為3.2μA，要求zui小輸出電容為0.47μF、zui大輸出電流為50mA。參考數據手冊，當輸出電流為10mA時，維持穩壓器正常工作的輸入、輸出壓差小于100mV。TPS71501實際輸入、輸出端的示波器電壓觀測波形如圖5所示。

2.2 降壓型DC/DC的布局要點

  降壓型DC/DC變換器在接地節點將匯聚快速變化的大電流。因此，在工作過程中，當接地節點移動時，系統性能會受到影響并且向外輻射電磁干擾，即產生接地反應。減少接地反應的方法就是控制磁通量變化，使電流環路面積和環路面積變化zui小。因此，需要對降壓型DC/DC等器件進行合理的布局[6]。

  開關導通/截止狀態電流回路如圖6所示，高頻切換時電流路徑如圖7所示。此外，DC/DC轉換器的地與系統地單點連接，以防止噪聲干擾系統地。

3 恒流源選通與運放選型

  由于現場溫度往往不會大幅變化，所以通常間隔一定時間進行采樣。在采樣間隔，為了節約系統功耗，可以選擇切斷恒流源回路。恒流源通常是利用一片穩壓器件提供恒定電平，然后通過含有運放的壓流轉換電路獲得。比較下位端與上位端切斷恒流源回路，系統選擇了后者。

  ①從電源的下位端切斷恒流源的供給，這種供給方式適用于切斷的器件，如NMOS管或者PNP型三極管。但由于NMOS管和PNP型三極管均為非理想器件，兩者在導通狀態時總存在不可忽視的電阻，這就相當于提高了恒流源的負端電壓。此外，如果恒流源中含有運放等器件，即使其供電電壓被切斷，只要輸入端與參考地之間有電壓差，其內部的差分輸入電路也可能會產生一個較大的電流[1]。

  ②從電源的上位端切斷恒流源供給，這種供給方式采用與負端控制相似的正端控制。受選通器件的導通電阻限制，恒流源的正端電壓會降低，但只要恒流源的正端電壓高于穩壓器件的參考電壓，就不會對電路造成影響。

  此外，低功耗電路設計要求選用低功耗運放，即要求消耗的電流小，從而決定了低功耗運放輸入端內部的長尾電流偏小。這在很大程度上限制了運放的輸出壓擺率，使得運放的輸出性能受限[7]。同時，系統為3V低電壓單極性供電，要求運放的輸出噪聲限定在一定的范圍內，并且在功耗允許的前提下，盡量減少電阻產生的*噪聲。

4 結束語

  系統采用數字頻譜分析結合模擬帶通濾波器的方法，降低了單片機的運算負荷，取得了較好的濾波效果，擴展了測量的量程比；同時，利用降壓型DC/DC從高電位處取電，為系統爭取了較大的可用電流，利用LDO進一步降低系統工作電壓，節省了功耗，且獲得了較好的電源品質；選用低功耗運放等關鍵器件，且部分電路根據其工作狀態選通供電，zui大程度地降低了系統功耗，為低功耗和兩線制的實現提供了保障。

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